Усилительный каскад с коллекторной стабилизацией.
(основные формулы расчета тут qrp.ru/forum/17-%D0%9F%D1%80%D0%BE%D1%81...D0%B0?start=20#62741)

Интересный вопрос максимального коэффициента усиления по напряжению, который можно "выжать" из одного каскада. Очевидно что чем больше выходное сопротивление нагрузки для транзистора в схеме ОЭ, тем выше Кu, поэтому максимальное усиление будет при нагрузке, значительно большей сопротивления коллекторного резистора Rк (либо её вообще нет а Rк и есть нагрузка).



Тогда формула расчета коэффициента усиления упрощается (пренебрегаем Rн). Преобразуем rэ и Rк через ток коллектора.



Так как нужны стандартные единицы в системе СИ, коэффициент в расчете rэ (см. ...) превращается из 25 в 0,025 (были Омы-миллиамперы, стали Омы-Амперы), а напряжение на коллекторном резисторе выразим через напряжение питания. Падение напряжения на Rк обычно находится в диапазоне от половины питания (1/2Uп) до Uп минус 1 вольт (здесь 1В принято как минимально возможное суммарное напряженя на база-эмиттерном переходе + резисторе Rб, ниже этого на коллекторе напряжение не сделать).

Вот что получается.



Отсюда интересный вывод -
Максимально возможный коэффициент усиления по напряжению зависит от напряжения питания, но:
- Не зависит от резистора Rб.
- Не зависит от статического коэффициента усиления транзистора по току в схеме ОЭ.
- Не зависит от тока коллектора (при увеличении тока коллектора уменьшается rэ, но приходится пропорционально уменьшать и Rк).
Все эти параметры влияют только на входное и выходное сопротивление каскада. Например, если поставить в схему транзистор с более высоким β, выходной сигнал может увеличиться (не значительно) за счет увеличения напряжения на входе, вызванного ростом входного сопротивления, а соотношение напряжений вход/выход останется прежним. Разве что, усиление может немного возрасти за счет смещения рабочей точки (Uк чуть понизится, подрастет Ik, rэ станет чуть ниже при неизменном Rк), но это будет небольшой прирост.

У усилителя с питанием от 3 вольт невозможно получить Ku выше 80. При 5В выше 160 а при 9 вольтовом питании выше 280 единиц. Если же на выходе поддерживать смещение в 1/2Uп, цифры усиления еще уменьшатся и будут 60, 100 и 180 соответственно.

Подобные выводы можно сделать и для усилителя с эмиттерной стабилизацией. Его усиление будет даже ниже из за того что часть напряжения питания "съедает" эмиттерный резистор.



Всё, сказанное выше, относится только к усилителю с чисто резистивной нагрузкой. Если коллекторная нагрузка резонансная или индуктивная, её сопротивление на рабочих частотах может быть высоким не зависимо от тока коллектора и напряжения питания, поэтому Ku может превысит рассчитанный выше предел.

Формулы относятся к кремниевому транзистору. Для германиевого максимальный Ku будет примерно находиться в пределах от 15Uп до 30Uп-15.

veso74 пишет:
Резистор R1 в цепи PWM попутно и решает эту проблему. Вместе с входной емкостью мосфета (внутри вентилятора) он образует RC-цепочку, сглаживающую фронты импульсов.

Каскад с коллекторной стабилизацией в режиме большого сигнала.



Значительное изменение коллекторного тока, вызывает изменение эквивалентного сопротивления эмиттера от чего мгновенный коэффициент усиления каскада сильно меняется в течении периода, что вызывает нелинейные искажения (сильнее искажается верхняя полуволна). Уменьшить искажения можно усилением обратной связи.



На рис а) добавлен эмиттерный резистор, который включен последовательно с внутренним сопротивлением эмиттера транзистора, от чего, изменение общего сопротивления в эмиттере в процессе работы уменьшается. Оптимально Rос должен быть в несколько раз больше чем rэ в рабочей точке и в 5...10 раз меньше чем общее сопротивление в коллекторе (параллельное соединение Rк и подключенной нагрузки, если она есть). На рис б) резистор обратной связи добавлен в цепь базы. Его сопротивление должно быть в несколько раз меньше Rб. Фактически, тот же результат можно получить, если подавать сигнал на вход от источника с высоким внутренним сопротивлением - источника тока, тогда Rос не понадобится.

Преобразование каскада усиления с ОЭ в каскодную схему ОЭ-ОК с общим питанием.



За счет второго транзистора существенно растет коэффициент усиления и уменьшается выходное сопротивление. Энергетически это бесплатно, так как ток коллектора общий для обоих транзисторов. Попробовал собрать такой каскад, вот экспериментально снятые сравнительные параметры при номиналах деталей как на схеме:



Максимальный размах напряжения при высокоомной нагрузке у схемы Б - 2 вольта (при низкоомной нагрузке гораздо меньше, так как ограничивается небольшим током коллектора).

Из за большого усиления по напряжению в схеме Б, резистор обратной связи Rб1 сильно снижает входное сопротивление. Его можно повысить, разорвав ООС по переменному току блокировочным конденсатором:



В этом случае входное сопротивление повысится до 7...12 кОм и не будет зависеть от нагрузки а коэффициент усиления по мощности вырастет еще раз в 20. При желании, в цепь Сбл. можно включить резистор и выставить желаемое входное сопротивление.

Недостаток схемы Б в том что она довольно низкочастотна. Завал начинается выше 50 кГц. Схема А (от источника с низким Rвых.) работает без существенного изменения параметров до 300 кГц, выше не проверял.

Двухтранзисторный усилитель на каскадах с коллекторной стабилизацией:



На схеме а) традиционный способ связи, когда смещение каждого каскада независимо.
На схеме б) немного измененный способ. Первый транзистор задает смещение для себя и второго каскада. Резистор R3 перенесен с коллектора VT2 на на коллектор VT1. Поскольку каскады одинаковы и находятся в одном температурном режиме, напряжения на коллекторах не отличаются и принципиально не важно откуда берется смещение (Можно даже менять ток коллектора второго каскада, обратно пропорционально меняя номинал R3 относительно R1. Стабилизация режима от этого не пострадает).

Схема б) имеет интересные особенности. Во первых, в каскаде VT2 пропадает вынужденная обратная связь, которую создает коллекторный резистор и его входное сопротивление повышается. За счет этого в 1,5...2 раза увеличивается Кu всего усилителя (расчетное с 2400 до 4000 при напряжении питания +3В и номиналах как на схеме). Во вторых, уменьшив R4 можно установить 1/2 напряжения питания на выходе не боясь ухудшения стабилизации тока коллектора каскада (VT1 работает при низком напряжении на коллекторе). При этом сохраняется способность работать при малых напряжениях питания.

На схеме в) удален разделительный конденсатор С2, от этого сопротивление коллектора VT1 еще возрастает и его Ku растет, а усиление VT2 (вместе с R3) падает до 3 единиц (при номиналах как на схеме). Общее усиление получится порядка 200 но усилитель приобретает способность усиливать постоянный ток. За счет большого R3 частотный диапазон сужается до пары десятков кГц, но его можно восстановить, зашунтировав R3 конденсатором 10...30 пФ (емкость зависит от частотных свойств VT2).

Помимо прочего, R3 можно интегрировать в межкаскадный фильтр НЧ или фильтр-пробку как на схеме ниже.

cw508 пишет: А можно вам будет позадавать вопросы по каскодным схемам, я вижу вы в них как рыба в воде, а у меня сложности

Можно, конечно. Для этого и форум.
Но я тоже не спец по всему что электроника. Где то лучше разбираюсь, где то - так себе

Еще на тему фильтров пробок. Их можно использовать в АМ приемниках для подавления интерференционных свистов от несущих соседних станций. Поскольку они стоят точно через 5 или в СВ-ДВ через 9 кГц, то и настройка фильтра должна быть соответствующая.



Часто применяется двойной Т-фильтр, но есть схема лучше с такими же параметрами. В "Искусство схемотехники" Хоровица-Хилла она называется - мостовой дифференциатор. Вот вариант двухкаскадного усилителя с мостовым дифференциатором.



Если в Т-фильтре нужно очень точно выдерживать номиналы всех деталей и подстроить его довольно сложно, мостовой дифференциатор легко настраивается двумя резисторами. Один устанавливает частоту, другой подстраивает баланс моста. Как рассчитать и настроить такие фильтры напишу позже.

Конденсатор С5 в схеме добавлен для выравнивания АЧХ за пределами частоты подавления (ослабляет высокие частоты). По классике фильтры должны подключаться к источнику с низким выходным сопротивлением и нагружаться на каскад с высоким входным сопротивлением. Здесь не так идеально, нагрузка - VT2 имеет входное сопротивление только 12 кОм, поэтому потребовалась коррекция.

Кстати, здесь qrp.ru/forum/17-%D0%9F%D1%80%D0%BE%D1%81...D0%B0?start=50#62844 закралась ошибка. Rк в схеме Б не может быть нагрузкой (в схеме А может).



Без подключенного потребителя тока разность потенциалов на его выводах равна нулю, поэтому коэффициент усиления по мощности Kp, в данном случае, бессмысленная величина.

Немного про режекторные фильтры на основе токовых мостов. Двойной Т-мост самая известная схема.



Входной ток распределяется на две ветви, которые на выходе формируют два одинаковых по амплитуде и противоположных по фазе тока на частоте режекции fo. В результате, получаем нулевое выходное напряжение и практические полное подавление сигналов с этой частотой.

Номиналы деталей, указанные на схеме, это только частный случай, удобный тем, что можно весь фильтр построить из одинаковых резисторов и конденсаторов, например как на схеме "А" ниже.



При желании можно сделать фильтр и на разных деталях. Их придется рассчитывать с учетом произвольного коэффициента "k", как на схеме "Б".

Считается что такой фильтр надо включать от источника с низким выходным сопротивлением к источнику с высоким входным сопротивлением (например от ОУ к ОУ), однако подавление на fo работает при любых соотношениях входных-выходных сопротивлений. Меняется только общий коэффициент передачи и форма АЧХ за пределами частоты подавления.