Продолжая тему вентиляторов. Предыдущие схемы с регулировкой путем нагрева силового ключа предельно просты но практически не очень хороши. Плавная регулировка в пределах 20...30°C слишком много. Современные вентиляторы сделаны на базе бесщеточных двигателей с электронным управлением и не работают при сильно пониженном напряжении (токе), поэтому более удобной будет регулятор, работающий в пределах 5...7 °C. Для такой регулировки потребуется терморезистор. Широко распространены терморезисторы NTC (Negative Temperature Coefficient - отрицательный ТКС), поэтому в схемах ниже он включен в верхнее плечо делителя напряжения, что бы обеспечить открывание ключа при повышении температуры.



Делитель R2-R3 надо рассчитывать на пороговое напряжение, которое для составного транзистора будет около 1,3В а для полевого 2...7В, в зависимости от типа. Резистор R1 в схеме играет защитную роль на случай замыкания датчика на корпус и может отсутствовать. C1 защищает вход ключа от высокочастотных наводок и от влияния импульсных помех, проникающих на вход транзистора при работе вентилятора. Его даже лучше включить между коллектором и базой ключа, что бы по низкой частоте транзистор, для вентилятора, работал как стабилизатор напряжения но тогда уже потребуется неполярный конденсатор (емкость, при этом, можно уменьшить).

Регулировочная характеристика примерно такая:



Пороговая температура включения будет немного зависеть от температуры ключа. Если требуется точность, это легко устранить, поставив ключ на ту же деталь что и датчик температуры.

Термодатчик в схемах регуляторов температуры может заменить обычный биполярный транзистор. Дело в том, что транзистор очень "термонестабильный" элемент. Базовое напряжение линейно падает с повышением температуры с зависимостью 2,1 мВ/°C, коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ (h э21 или β) растет примерно на 10...15% на каждые 10°C. Я измерил и получил увеличение β примерно в 2 раза при повышении температуры с 20 до 100°C (рабочий диапазон радиаторов охлаждения) для транзистора КТ315 и С9014 при токе коллектора около 0,5 мА. Крутизна характеристики уменьшалась с повышением температуры но не критично.

Сравним это с терморезистором. В моем распоряжении был "но нэйм" терморезистор сопротивлением 10 кОм NTC (при 20°C), сопротивление которого упало при 100°C в 10 раз (до 1 кОм). И тот и другой термодатчик включаем в делитель напряжения и рассчитываем диапазон изменения выходного напряжения. Вот что получилось:



Здесь взяты наиболее "выгодные" режимы регулирования. Для транзистора это нижняя половина выходного напряжения а для резистора около 1/2 U питания. Благодаря тому что транзистор, со стороны коллектора, ведет себя как почти идеальный источник тока, диапазон изменения выходного напряжения делителя получился почти одинаков - около 0,5 U питания. Термозависимость базового напряжения в такой схеме почти не вносит влияния, так как изменение напряжения на базовом резисторе на 0,2 В при общем напряжении питания в 5...12 В мало изменит базовый ток. Значит, имеет право на жизнь и подобная схемотехника:



R1 здесь по прежнему выполняет защитные функции а базовый резистор R2 перенесен в датчик температуры что бы минимизировать возможные ВЧ наводки на базу транзистора-термодатчика. Для этого можно, так же, зашунтировать база-эмиттерный переход этого транзистора керамическим конденсатором.

Еще один интересный элемент схемотехники транзисторных термодатчиков.



При таком включении, напряжение на базе и коллекторе транзистора-датчика равны, а значит, равны и напряжения на R1 и R2 не зависимо от напряжения питания. Соотношение токов базы и коллектора всегда сохраняются, поэтому пороговое напряжение не будет зависеть от питающего напряжения.

Но это в идеале, обычно транзистор широкого применения имеет "горбатую" характеристику зависимости β от Ik и относительная линейность соблюдается только на вершине "горба", при токах порядка десятков или сотен мА. Вот типичная характеристика 2N4401. Красным отмечен диапазон токов от 0,5 до 1 мА, в котором β меняется примерно на 14%.



Есть транзисторы и с линейной зависимостью коэффициента передачи от тока коллектора. Для сравнения, у 2N2222 β стабилен в широком диапазоне.



Впрочем, такой недостаток можно превратить в преимущество. Порог термодатчика на 2N4401, к примеру, можно регулировать изменением напряжения питания от 5 до 12 вольт в пределах пары десятков градусов. С повышением напряжения температура будет уменьшатся.

Что бы температурный дрейф базового напряжения VT2 не влиял на температуру, его тоже можно внести в датчик. Вот пример подобной схемотехники.

От двухтранзисторного термодатчика остался один шаг до полупроводникового термореле. Достаточно только ввести в схему положительную обратную связь.



Температура в такой схеме настраивается подбором R1 или R2 а зона гистерезиса R4. Что бы нагрузка не влияла на режим работы, её сопротивление должно быть много больше 10 кОм. В идеале лучше подавать на затвор MOSFETа или вход КМОП микросхемы. Порог срабатывания будет жестко фиксирован, но его можно регулировать в определенных пределах (зависит от нелинейности VT1) изменением напряжения питания. К примеру, если применить полевой транзистор с пороговым напряжением 3...4 В, можно смело менять напряжение питания от 5 до 12 В.

Стабилизатор напряжения без стабилитрона



Использовал подобную схему, работает неплохо, особенно там, где требуется экономичность. В качестве опорного использовано напряжение на база-коллекторном переходе транзистора VT1. Потребляемый ток, подбором R1 и R3 можно свести к десятым долям миллиампера. Минимальный перепад напряжения вход-выход при малых токах нагрузки не более 0,1 В. Подбором R1 настраивается выходное напряжение (зависимость сопротивление-напряжение линейная). R4 определяет максимальный рабочий ток (зависит от входного напряжения). Поскольку схема обладает триггерным эффектом, потребуется запускающий резистор R5, который придется подобрать по току нагрузки. Частотная коррекция, определяющая устойчивость петли обратной связи, сделана за счет выходной емкости C1+C2, поэтому эти конденсаторы должны иметь, достаточно большую емкость и стоять максимально близко к цепи R1, R2, VT1. Короткого замыкания стабилизатор не боится, при этом все транзисторы закрыты, ток нагрузки идет только через R5.

Триггерный эффект можно использовать для включения/выключения нагрузки если убрать запускающий резистор и добавить кнопки управления.



Выключение будет с задержкой, поскольку придется ждать разряда выходных конденсаторов. Если это критично, кнопкой "стоп" можно просто замыкать выход через резистор в несколько Ом.

Проблему автозапуска можно решить разными способами.



Схема а) самая простая, но заметно ухудшает коэффициент стабилизации по входному напряжению, поскольку вместе с ним плавает коллекторный ток регулирующего транзистора, в б) эта проблема частично решена, за счет только частичного отбора коллекторного тока VT1 от входа, в в) использован транзисторно-диодный ключ, отключающий нестабильное входное напряжение в рабочем режиме. Особенно интересна схема г), в которой использован стабилизатор тока на полевом транзисторе с p-n переходом. Поскольку это двухполюсник, можно использовать транзистор с каналом любого типа, а для КП103Е, Ж или И истоковый резистор R3* может вообще не понадобится (начальный ток стока менее 1 мА) и схема остается предельно простой и достаточно эффективной.

Поскольку база-эмиттерное напряжение транзистора зависит от температуры (примерно 3,5% на каждые 10°C), с такой же зависимостью будет меняться и выходное напряжение. Если устройство работает в широком диапазоне температур и точность выходного напряжения критична, потребуется термостабилизация. В простейшем варианте это может быть NTC терморезистор, включенный параллельно R2:



Терморезистор должен находиться рядом с VT1 в едином температурном режиме. Когда нужна более точная термостабилизация, придется добавить еще один резистор:



Все 4 схемы, в принципе, равноценны, но крутизна характеристик отечественных ММТ-1 ниже импортных, поэтому подбор дополнительных резисторов немного другой. Все номиналы можно одновременно менять в N раз в любую сторону.

Еще один способ применения такой схемы. Лабораторный источник питания небольшой мощности (около 1А). Преимущество перед другими в том, что минимальное напряжение на выходе всего 0,7В, это иногда бывает полезно. Я собирал подобную схему много лет назад взамен LM317, которая постоянно вылетала в лабораторном БП, несмотря на хороший теплоотвод, полную обвязку защитными диодами, попытки применять МС разных производителей, запараллеливать их и т.п. После того как перешел на такую транзисторную схему, стабилизатор стал стойко выдерживать все издевательства пользователей. Еще и появилась возможность регулировать ток КЗ, хотя это скорее "опция", поскольку ток КЗ не стабилизирован и растет при нагреве VT5, но это не страшно, поскольку в БП была схема, отрубающее всё при перегреве. Конечно, большая емкость на выходе это недостаток, ток разряда конденсаторов ни чем не ограничен, но, с другой стороны, они улучшают импульсные характеристики и упрощают частотную коррекцию петли обратной связи при непредсказуемой нагрузке.



Схему рисовал по памяти. Номиналы можно рассматривать как ориентировочные.

Расчет простейшего усилительного каскада с коллекторной стабилизацией. Такие схемы могут работать при низких напряжениях питания, начиная от долей вольта, содержат минимум элементов и применяются как для НЧ, так и для ВЧ усиления.



β — статический коэффициент передачи тока транзистора в схеме с ОЭ
Uбэ - база-эмиттерное напряжение, которое для кремниевых транзисторов выбирается порядка 0,6 В, для германиевых около 0,2 В. Это напряжение не сильно, но зависит от тока коллектора, если интересуют более точные значения, при Iк = 2 мА Uбэ = 0.6 В, 1 мА - 0,583 В, 4 мА - 0,617 В и так далее. При изменении тока коллектора в 2 раза, напряжение повышается или уменьшается примерно на 17 мВ. Для германиевого транзистора МП42Б при Iк = 2 мА Uбэ = 0.185 В и при двукратном изменении тока коллектора, меняется примерно на 20 мВ.

При большой амплитуде выходного сигнала, постоянное напряжение на коллекторе выбирается чуть меньше 1/2 U питания если нагрузкой является сам коллекторный резистор. Если же нагрузка подключена через разделительный конденсатор (сопротивление такой нагрузки, как правило, выбирается ниже Rк), формула расчета Uк для условия равномерного ограничения на выходе будет выглядеть так:



Формулы предполагают что выходной разделительный конденсатор имеет большую емкость и на рабочих частотах не создает дополнительного емкостного сопротивления а Rб>>Rк. Коллекторное напряжение смещения, по этой формуле, получается всегда меньше половины питания из за того, что отрицательную полуволну напряжения создает транзистор и может "довести" её практически до 0 вольт, а положительную создает ток, ограниченный коллекторным резистором Rк. На практике, Uк полезно еще чуть уменьшить, так как верхняя полуволна выходного напряжение сильнее искажается на пике, кроме того, при низком Uк улучшается термостабильность каскада, хотя, сделать Uк меньше Uбэ без дополнительных элементов невозможно.

Рассчитать режим каскада по заданным значениям резисторов можно по такой формуле (формула работает если базовый резистор много больше коллекторного и на выходное напряжение каскада не влияет).



Что бы рассчитать коэффициент усиления каскада по напряжению для малого сигнала, в начале нужно рассчитать дифференциальное эмиттерное сопротивление транзистора rэ, которое зависит от тока коллектора. Это сопротивление виртуально включено в эмиттерную цепь внутри транзистора и создает его входное сопротивление со стороны базы в схеме с ОЭ. У кремниевых и германиевых транзисторов оно немного отличается.





Отсюда Кu:



От база-коллекторного резистора коэффициент усиления по напряжению практически не зависит. Rб влияет только на входное и выходное сопротивление каскада.